It's raining elephants – VA2GKA

Le shack de Foulab se monte petit à petit. Ce week-end, l’antenne a pris le grand air. C’est un dipôle pour la bande des 40m, disposé à une dizaine de mètres du sol. Rien d’exceptionnel, mais pour commencer, c’est une valeur sure.

Coté radio, un premier “Softrock RX Ensemble 2″ fraîchement assemblé a été mis en service (Ensemble 1 visible ici). Il servira pour le futur grabber QRSS, mais pour le moment, il sert plutôt à observer le paysage radiophonique accessible. Les choses ne traînent pas et un Softrock RXTX s’en vient. Il permettra de faire un peu de QRSS, quelques contacts en PSK31 et/ou d’autres modes numériques robustes. 1 Watt, ça limite forcément, alors je pense déjà à un petit ampli maison. Si je tape dans les Mosfets récent (alim à découpage boosté etc…) le montage peut être fait à un prix ridiculement petit et les composants les plus chers sont alors les tores :)

J’en profite pour noter une propag’ sympa en ce moment. J’ai pris quelques screenshots au passage mais concernant l’occupation des bandes, le contest CW de ce week-end n’y était pas pour rien :)

Folie furieux de CW sur la bande des 10m

Aussi pas mal de phonie, viiiite en profiter :)

1er Screenshot du grabber QRSS – Bande des 30m – Traffic WSPR en haut et QRSS en bas (5 émissions)

C’est magnifique Internet, on en apprend tout les jours, sur tout, et aussi sur n’importe quoi… Après la célébrissime antenne magique EH… (antenne qui équivaut à peu près à 10cm de fil dénudé au bout du coax… Documents intéressants ici et ici) j’ai pris connaissance d’un article pour une nouvelle antenne dont son auteur prétend révolutionner le petit monde des antennes avec toute la magnificence de son génie !

Alors bien sûr, ce ton un rien sarcastique n’est pas gratuit. D’ailleurs, avant de parler de cette antenne magique, commençons par écouter ce bon monsieur dont le génie n’a certainement d’égal que son égo. L’un des articles qui m’a fait grincer des dents se nomme “LFA and OWL antennas represent a major advance in the Yagi design art“, rien que cela ! L’auteur et le co-auteur commencent par rappeler que tout les résultats obtenus sont le fruit de milliards de calculs effectués par des processeurs multi-coeurs pendant des jours et des jours… et que les types d’antennes OWL et LFA représentent une avancée majeure dans la conception des antennes Yagi. Pour les modèles LFA (ex. ici), l’auteur, G0KSC, utilise un dipôle replié (trombone) utilisé dans le sens horizontal, et dont les dimensions recouvrent le premier directeur. Cependant, il refuse de parler de dipôle replié, même si la plupart de ses configurations ne recouvrent pas le premier directeurs (exemple ici : 7 éléments 144). D’ailleurs, il est tellement convaincu de sa trouvaille qu’il a même déposé un BREVET ! : “The LFA design has a patent pending and all G0KSC designs are copyright.” (lisible sur son site en haut de page ici). Oui, vous avez bien lu, ce monsieur a eu le culot de déposer un brevet sur le dipôle replié ! Je ne sais pas pour vous, mais moi ça m’en bouche un coin.

Passé ceci, on peut néanmoins se demander si ces antennes et ces dimensionnements ne seraient pas, au final,  excellentes. Et c’est là que le bât blesse, car les calculs sont beaux sur le papier mais peu utiles en réalité. Nul besoin de ressortir tout ce qui a été dit sur le sujet pendant ces 30 dernières années, il suffit de citer les articles de YU1AW, qui à très bien analysé la pertinence de ce type de travail d’optimisation, avec des études sérieuses publiées. Voici quelques références intéressantes à lire :

• Yagi Antenna Design Sensitivity in Practice
• Yagi Antenna Design Sensitivity
• Yagi Antenna Improvement Thirty-Year Old Dead End?
• Performances of Wet Yagi Antennas
• Coaxial Cable Influence on Yagi Antenna Array Noise Temperature
• ( Index )

Sans aborder dans le détail toutes ces publications, je retiendrais dans les grandes lignes qu’essayer d’optimiser une antenne afin d’obtenir une température de bruit très faible (low noise antenna) sur les bandes VHF n’a pas de sens dès lors que l’on prend en compte la température du ciel, qui est généralement très haute pour cette gamme de fréquences. Les calculs réalisés pour les antennes LFA et OWL ne prennent pas en compte cette réalité et font l’impasse en considérant une température du ciel homogène et négligeable. En pratique, les régions du ciel vont de 400 à 6000K pour les bandes VHF. De la même manière, pour des communications VHF terrestres avec des angles de départ faibles sur l’horizon, on ne peux résolument pas parler d’antenne à bas bruit, les résultats des optimisations étant ici encore négligeables devant le bruit/température du sol et du ciel. En fait, ce genre d’optimisation –pourrait– avoir un sens pour des fréquences supérieures à 1 GHz, mais G0KSC n’y met pas les pieds. Au delà du gigahertz, d’autres configurations que les yagi sont plus cependant plus intéressantes.  Quant-à l’EME sur 144, l’utilisation d’antennes dites à bas niveau de bruit dans un environnement rural calme n’apporte pas de grande différence de rapport signal/bruit pour les même raisons. Aussi, YU1AW conclu qu’il n’y a pas a proprement parler d’antenne à bas bruit (Low Noise Antennas) du fait de l’impossibilité d’avoir une réception peu bruyante, ceci à cause de la température importante du sol et du ciel à ces fréquences.

Par ailleurs, certaines configurations théoriques d’antennes très optimisées peuvent se révéler au final moins bonnes car dans des conditions réelles (structure de support, câbles d’alimentations), elles sont plus sensibles à des effets environnementaux. Les masses (métalliques ou non) dans le volume de l’antenne ainsi que les câbles d’alimentations influencent fortement la température du système. De même, la rosée ou la pluie affectent grandement certaines configurations d’antennes. YU1AW à très bien décrit ceci dans son article Yagi Antenna Design Sensitivity. À titre d’exemple, la fréquence de résonance d’une antenne YU7EF peut se déplacer jusqu’à plus d’1 MHz lorsqu’elle est humide et une DK7ZB perd de ses moyens en affichant un ROS supérieur à 2 sur une fréquence de résonance décalée en fréquence. Les optimisations de ces beaux diagrammes de rayonnement faits à coup de calculateurs se font ainsi au détriment de paramètres non pris en compte ou difficilement mesurables.

Un dernier point sur les articles de YU1AW : j’ai particulièrement apprécié la petite phase assassine qui conclut que ces trente dernières années de recherches sur l’optimisation d’antennes Yagi ont été une pure perte de temps (“It is clearly confirmed that improving of Yagi antenna performances is thirty-year old dead end effort!”, source du document ici ou ici). Ceci résume assez bien la situation et remet tout ces calculs théoriques à leur place.

Concernant ses antennes OWL (l’autre coup de baguette magique, réalisé après les LFA), elles n’ont pour moi rien d’exceptionnel. L’auteur ramène l’impédance à la valeur qu’il l’intéresse (12.5 ohms) en jouant sur l’espacement des éléments parasites. A noter que ses antennes on des lobes parasites arrières très faibles. Lors de mes simulations avec ma modélisation à base de logarithmes, j’ai aussi réussi à obtenir ce type de résultats mais je me retrouvais avec des petites protubérances sur le lobe avant, comme on peu le voir sur ses diagrammes… Ohhh, comme c’est bizarre :) Pas de miracles, les phénomènes sont les mêmes. Une bonne chose que je lui reconnais au moins, c’est qu’il aura apprit à se servir de NEC pour optimiser –quelques– paramètres. Ce que je comprends moins en revanche, c’est qu’il a été publié par la revue Dubus, magazine habituellement sérieux, qui pour le coup descend sérieusement dans mon estime.

Mais à travers tout ceci, il y a une chose qui me dérange encore plus. Si ce monsieur était réellement passionné d’antennes, il n’aurait pas pu passer à coté de certaines publications, et ne pourrait ignorer certains points abordés ici, par le néophyte que je suis. Y-aurait-il autre chose ? Mais bien sûr ! Suis-je bête, généralement lorsque l’on dépose un brevet, c’est dans le but de s’en mettre plein les poches. Aussi, si je retourne sur son site, je constate bien sûr qu’il vend toutes ces belles antennes magiques.

Fin mot de l’histoire: pour faire du fric, toutes les conneries sont bonnes à dire !

Note : Je ne doute pas que les possesseurs d’antennes LFA et OWL soient très contents de leurs antennes, tout comme je ne doute pas qu’ils auraient pu être tout aussi satisfaits avec une autre antenne.

En regardant les photos d’antennes Yagi sur le Web, on constate souvent de légères déformations des radiants par rapport à leurs configurations idéales. Aussi, même avec la meilleure volonté et le plus grand soin, les réalisations d’antennes s’écartent de leur modèle théorique. Et si la réalisation est propre, c’est le temps, les conditions météo ou les oiseaux qui se chargerons de changer ceci.

Je me suis demandé quelles étaient les influences de ces déformations de structures sur les performances, et plus particulièrement sur le diagramme de rayonnement et la fréquence d’accord. Mon premier test à été de simuler une torsion du boom (twist), en incrémentant de n degrés à chaque élément. Comme les altérations des performances n’étaient pas flagrantes, j’y suis allé franco : 5 degrés par élément pour arriver au final à 30° sur le dernier élément directeur.

Illustration de la torsion des éléments de l’antenne – Vue perspective et frontale.

Ci-dessous, une représentation 3D du diagramme de rayonnement de l’antenne torturée :

Diagramme de rayonnement 3D – Vue de dessus (Top) et vue arrière (Back)

Malgré la forte déformation de l’antenne (c’est tout de même assez extrême), l’antenne conserve un diagramme de rayonnement correct. Le gain avant n’est pas modifié et les lobes secondaires suivent la déformation, mais pour des seuils très raisonnables. A titre de comparaison, le diagramme de rayonnement de l’antenne de référence est consultable dans ce post : LogYagi : Ma Yagi 144.

Voici un diagramme 2D permettant de mieux apprécier les niveaux des lobes secondaires :

Diagramme de rayonnement de l’antenne torturée

Je suis assez surpris car je m’attendais un résultat catastrophique. Ce diagramme n’est finalement pas si éloigné de celui de l’antenne originale non modifiée. La fréquence de résonance est restée quasi-identique. Si l’on n’est pas maniaque du rapport avant/arrière survitaminé (quette tout aussi ridicule qu’inutile à mon sens), on peut en conclure que ce type de déformation, à une échelle modérée, est sans conséquence sur les performances de l’antenne.

J’ai continué mes tests avec un autre type de déformation, en prenant les cas ou l’on voit de grands boom plier sous leur propre poids (bend). Voici l’illustration de cette déformation :

 Déformation du boom sur le plan vertical

Ici encore j’ai un peu forcé le trait, l’antenne ne faisant que 8 éléments. L’offset de déplacement vertical suit une fonction cubique. Voici les résultats de cette déformation de structure :

Vue latérale et vue arrière

Ici, les déformations du diagramme de rayonnement sont plus marquées. Pour un gain avant de 12 dB, la protubérance au dessus arrive à -2.5 dB (normalisé = -14.5 dB). Certes ce n’est pas catastrophique pour la bande des 2m, mais c’est une dégradation notable tout de même. Dans cette configuration dégradée, le radiateur se trouvant légèrement au dessus des autres éléments, j’aurais pensé avoir une légère modification de l’impédance du système, mais ce n’est pas le cas (le déplacement autour du radiateur est en fait minime). La fréquence de résonance est également inchangée.

En dernier test, j’ai essayé de tourner les radiants sur le plan horizontal. Un petit graphique vaut mieux qu’une longue phrase :

Dernier test avec une rotation des éléments sur le plan horizontal

Pour ce dernier cas, les résultats sont du même type que pour le premier test, c’est à dire minimes. Voici les résultats en images :

Vue perspective, vue au dessus et vue arrière pour le dernier test

Le système d’antenne ne semble pas trop perturbé par ces déformations et l’influence sur les lobes parasites est négligeable. La fréquence de résonance est en revanche légèrement remontée, de 100kHz, ce qui est assez faible en regard des déplacements mis en jeu.

Ces trois essais étaient intéressants, mais ils n’ont pas vraiment de réalité. En fait, il faudrait faire un quatrième test avec une analyse de Monte-Carlo, qui appliquerait plusieurs types de déformation au hasard, et ceci quelques centaines de fois. La superpositions des diagrammes 2D permettrait de se faire une bonne idée de l’influence des déformations que l’on pourrait rencontrer plus concrètement. Je n’ai malheureusement pas cette possibilité via le logiciel que j’utilise, mais c’est une voie à creuser.

Autre remarque importante, tout ces tests ne sont valables que sur un type d’antenne bien précis, ma LogYagi :) En effet, les réponses à ces distordions sont différentes pour chaque modèle d’antenne. Il serait d’ailleurs intéressant d’évaluer les différences de réponses pour un petit lot d’antennes. Par rapport à la littérature et aux études déjà faites, je ne doutes pas que certains modèles donneraient des résultats très prononcés.

Au final, je retiendrais donc :

• de ne pas me tracasser si un radian est légèrement plié (une prise de risque en mois à se balancer en haut d’un pylône)
• de maintenir une structure alignée dans la mesure du possible et du raisonnable
• de bien ajuster la longueur des radiants, car c’est encore ce qui est le plus critique

Dans les prochains travaux de simulation que j’aimerais faire, il y a celui de reprendre l’étude de YU1AW concernant l’influence de l’humidité sur les antennes VHF. Les écarts énormes constatés sur différentes antennes m’ont bluffé et j’essaierais bien quelques simulations sur quelques soit disant nouvelles antennes miracles.

J’ai terminé mon travail de modélisation de mon antenne Yagi-Uda et je le présente ici. Mais tout d’abord, la question que l’on pourrait objecter est : Mais qu’est-ce qu’elle a de plus que les autres, cette n-ième antenne ?

Rien, c’est juste que c’est mon antenne, ma modélisation, ma version du –truc– :) J’aime bien entreprendre ce genre d’étude et de démarche, et j’ai beaucoup appris au cours de ce travail intéressant. En restant réaliste, je pense que c’est une configuration intéressante mais que cela reste une nouvelle configuration (dans le sens jeune) et il n’y a donc pas le recul que l’on pourrait avoir avec des antennes éprouvées comme la DJ9BV ou la DL6WU. En effet, on trouve dans la littérature beaucoup d’articles et d’études sur ces antennes et leurs fiabilités ont été démontré de part une large utilisation.

Par ailleurs, les optimisations sur mon antenne ont une portée réduite. Les bénéfices seraient réellement intéressants pour des fréquences supérieur au gigahertz dans le cadre de communications terre vers espace, YU1AW ayant démontré [ref] que la réduction des lobes parasites était négligeable devant le niveau de bruit reçu par l’antenne pour des communications VHF.

Avant d’aborder les performances de l’antenne, je dirais quelques mots sur la petite histoire liée à cette modélisation. Le début de mon intérêt pour le radio-amateurisme est passé par la réalisation d’une antenne Yagi Wifi (2.4 GHz). Je n’y connaissais absolument rien aux antennes ni aux lignes de transmission. J’ai alors entrepris quelques recherches sur Internet. Aussi, en bon scientifique, cela m’a un peu agacé de trouver des exemples d’antennes avec des dimensions pré-calculées, mais sans aucune formule pour expliquer ces dimensionnements… Bien sur, il n’y a pas de formule unique, et c’est peut-être pour cela qu’il y a autant d’antennes Yagi :) Mais moi, je me suis mis en tête de trouver cette fameuse formule, histoire que ma construction repose sur une réalité scientifique. En regardant les antennes Yagi-Uda, ou plutôt en regardant l’écart entre les éléments et la taille des éléments, on reconnaît facilement une forme logarithmique. J’ai donc commencé ma modélisation avec une formule du type y=a.ln(n) pour l’espacement entre les éléments, et y=a.ln(n)+b pour la taille des éléments. N’ayant pas trop envie d’aller chatouiller les équations de Maxwell, je me suis orienté vers l’optimisation par la simulation itérative. J’ai utilisé 4nec2 et j’ai obtenu un résultat intéressant. Mais ce résultat était en delà des performances affichées par ces antennes pré-calculées. J’ai donc opté pour une formule du type y=a.ln(n)+b pour les deux cas. Et là bingo, les résultats étaient excellents. Il ne restait plus qu’à ajouter un réflecteur à part, car lui n’a pas le même rôle fonctionnel. Voila pour la petite explication concernant cette modélisation et le modèle paramétrique 4nec2.

Le modèle a beau être élégant, cela ne change rien au fait qu’il n’existe pas d’antenne idéale. Tout dépend de ce que l’on cherche. C’est un peu comme un drap, lorsque l’on tire d’un coté, il en manque de l’autre. Pour ma part, j’ai cherché à disposer d’une antenne ayant des lobes parasites raisonnablement faibles au détriment d’un peu de gain (avant), une impédance d’alimentation de 50 ohms et aucune composante réactive. La dessus, je souhaitais une antenne avec un Q pas trop élevé, car les antennes à coefficient de qualité très élevé sont plus sensibles aux masses environnantes (structures, câbles). L’objectif a été atteint, du moins sur la papier :) Les simulateurs 4nec2 et Feko donnent exactement les mêmes résultats. Reste tout de même à construire l’antenne et à la tester.

Venons en à présent aux résultats calculés par les simulateurs. Voici le diagramme 3D du rayonnement de l’antenne :

Représentation 3D du diagramme de rayonnement de l’antenne

Et voici les diagrammes usuels qualitatifs et quantitatifs (Farfield horizontal, vertical, abaque de Smith, SWR) :

Diagramme de rayonnement pour les deux plans horizontaux et verticaux

VSWR de l’antenne centré sur 144.5 MHz

Abaque de Smith, pour les fréquence 144 (en bas du graph) jusqu’à 146 MHz

Pour ceux qui aiment analyser les graphiques, voici les résultats détaillés les simulations de 4nec2 :

• Vue 3D avant
• Vue 3D arrière
• Courants de surface (Zoom)
• Farfield horizontal
• Farfield vertical
• Gain et rapport avant/arrière/latéral
• Impédances (R et X)
• Abaque de Smith
• Swr et S11
• Vue filaire

Mon antenne utilise un trombone (dipôle replié) comme élément rayonnant. Initialement, je travaillais sur un modèle avec un dipôle comme élément rayonnant, et une fois les coefficients a et b (dans le ficher 4nec: Pa, Pb ainsi que Sa Sb) déterminés, j’ai utilisé un dipôle replié pour ramener plus facilement l’impédance à une valeur qui me convenait. Bien sur, il est tout à fait possible d’utiliser un balun pour adapter les 15 ohms d’une config classique à 50 ohms, mais cette solution de connexion directe me paraissait élégante. En revanche, elle complexifie un peu le système de support du radiateur, mais pas tant que cela si l’on est un peu malin :) Les détails dans un prochain post.

Mon antenne LogYagi à 8 éléments dispose d’un angle d’ouverture de 46° (à -3 dB) et d’un Q = 16 (à -3 dB). C’est un coefficient de qualité similaire à des antennes comme la DJ9BV ou la DL6WU. Voici les formules et les coefficients utilisés pour la LogYagi 144 :

SY F=144.5
SY V=299.793
SY L=V/F
SY Pa=1.385954578672776e-01
SY Pb=7.942389944522506e-02
SY Sa=-3.664870277592916e-02
SY Sb=4.674253482916438e-01
SY pD1=Pa*log(1)+Pb
SY pD2=Pa*log(2)+Pb+pD1
SY pD3=Pa*log(3)+Pb+pD2
SY pD4=Pa*log(4)+Pb+pD3
SY pD5=Pa*log(5)+Pb+pD4
SY pD6=Pa*log(6)+Pb+pD5
SY pDE=-5.730562999036868e-02
SY pRE=-1.961730176684457e-01
SY sD1=Sa*log(1)+Sb
SY sD2=Sa*log(2)+Sb
SY sD3=Sa*log(3)+Sb
SY sD4=Sa*log(4)+Sb
SY sD5=Sa*log(5)+Sb
SY sD6=Sa*log(6)+Sb
SY sDEh=3.921047307545338e-01
SY sDEv=2.858871838259792e-02*2
SY sRE=4.956823721509856e-01
SY sec=0.002 

Note: Une telle précision sur les coefficients n’est pas nécessaire, c’est juste que j’ai fais un copier/coller :)

Si plus de directeurs sont nécessaires, il suffit juste rajouter quelques lignes en changeant les index. Voici à présent les dimensions physiques pour une antenne ajustée sur 144.5 MHz :

Antenne LogYagi 144 MHz, 8 éléments (dimensions en CM. positions absolues)

Role    Position    Taille
--------------------------
Refl    0.000       102.838
Driver  28.811      199.966 (dipôle replié)
Dir1    57.178      96.976
Dir2    93.587      91.706
Dir3    141.655     88.624
Dir4    197.995     86.436
Dir5    260.751     84.740
Dir6    328.750     83.352

Détail pour l'élément rayonnant (dipôle replié) :
Diamètre coude   = 11.862
Longueur 1 coude = 18.633
Longueur droit   = 81.350
Longueur totale  = 199.966

Vous trouverez ici un fichier Excel détaillant l’extraction des données du .OUT de 4nec2.

Je donne également quelques analyses pour la version dipôle simple qui a servie à déterminer les coefficients. L’impédance au centre est d’environ 15 ohms, ce qui n’est pas très loin de 12.5 ohms pour une adaptation facile par un balun 4:1. Je n’ai pas cherché à faire tomber l’impédance sur 12.5 ohms car je comptais utiliser un trombone, mais cet exercice n’est pas impossible. Voici quelques graphiques qui sont très proches :

• Vue 3D
• Farfield horizontal
• Farfield vertical
• SWR

Pour finir, voici les fichiers sources 4nec2 pour le modèle paramétré de ma LogYagi : (Note : ces modèles ne tiennent pas compte de l’influence d’un boom métallique)

• LogYagi144-dipoleReplie-50ohms.nec
• LogYagi144-simpleDipole.nec

Pour conclure, cette étude était intéressante à réaliser mais très chronophage :) J’aurais cependant le plaisir de trafiquer avec ma propre antenne. Prochainement, je ferais quelques tests de sensibilité aux masses environnantes et des calculs sur l’influences du boom. Je ferais aussi un post sur un groupement de 4 antennes LogYagi 7 éléments. Ensuite, direction l’atelier ! :)

Dernièrement, j’ai passé un peu de temps sur les problématiques d’optimisation de groupements d’antennes et mon petit cerveau à fini par comprendre quelques trucs. Le but de mes optimisations étaient d’obtenir un diagramme de rayonnement propre avec des lobes parasites les plus faibles possible (dans la limite du raisonnable) afin d’obtenir une antenne moins bruyante.

Dans mes précédents essais, j’avais joué sur la répartition de la puissance entre les antennes en m’inspirant des récents exposés de F6EVT et F6TEM sur l’utilisation de la distribution binomiale. Les résultats sont assez intéressants mais amènent en contrepartie un travail délicat de réalisation du coupleur pour des groupements ayant un nombre conséquent d’antennes. En fait, les problèmes de réalisation apparaissent réellement lorsque l’on veut mettre un peu de puissance, car la solution CI marche bien pour des petites puissances ou du RX.

Exemple de diagramme de rayonnement pour un groupement compact sur 144 avec pondération des puissances et mise en phase

Comme alternative, la suite logique était de travailler sur une répartition non homogène des phases entre les antennes du groupement. Cela simplifie alors la réalisation du coupleur et l’on peut aisément jouer sur la longueur des câbles de coax.

Le principe consistant à ajuster les phases pour modifier le diagramme de rayonnement n’est pas nouveau (de 1946 pour être exact) et il est utilisé dans les antennes réseau à commande de phase. Certains satellites comme les sondes spatiales utilisent ce type d’antenne car elles permettent d’ajuster la direction de rayonnent sans système mécanique d’orientation. Pour plus de détail, la page du wiki est disponible ici.

Du coup, on comprend également qu’une mise en phase approximative d’un réseau d’antennes peut amener à des résultats dégradés (voir précédent post : Erreur de phase sur groupement 144). Lorsque j’ai commencé mes essais, j’ai commis une erreur coûteuse en temps. Je suis parti d’un groupement fonctionnel et optimisé et j’ai essayé de l’améliorer en introduisant des déphasages. Or le groupement d’antenne était dès le départ dans une disposition spatiale favorable et ou l’introduction d’un déphasage n’apporte rien (dit autrement, il était déjà optimisé pour une arrivée en phase).

Ce problème d’optimisation du groupement d’antenne peut-être vu comme un problème d’interférométrie. En banalisant et donnant une représentation imagée, sur un groupement de 3 antennes, on peut voir les antennes externes comme des aimants répulsifs canalisant les ondes de l’élément central. Par rapport aux longueurs d’ondes mises en jeu, on imagine facilement qu’il y ait une distance optimum entre les antennes du groupement. Aussi, si l’on utilise une distance non optimum, on peut penser compenser par l’introduction d’une différence d’amplitude ou de phase (Ex: création de stack plus compacts).

Ainsi, si je résume, je peux agir sur :

• l’amplitude entre les éléments
• le déphasage entre les éléments
• la position spatiale entre les éléments

Lorsque l’on parle de position spatiale entre les éléments d’un groupement d’antennes Yagi-Uda, on pense généralement à l’écartement entre ces éléments (axe Z). Or d’autres configurations pourraient être envisagées, comme déplacer certains éléments vers l’avant ou vers l’arrière (axe Y), ce qui intuitivement pourrait avoir des répercussions semblables à l’introduction d’un déphasage. De même, le déplacement latéral (axe X) devrait être étudié. Ces types de montages sont plus rares à trouver dans la littérature mais ils ne sont pas à exclure. Tout de suite, cela fait nettement plus de possibilités à essayer et autant d’alternatives possibles par rapport à de complexes coupleurs.

En poussant le trip encore un peu plus loin, on pourrait penser à introduire une inclinaison sur certains éléments (plan phi) et imaginer que les éléments externes pointent légèrement vers le centre. Je n’ai pas encore testé ces configurations mais ces possibilités me paraissent intéressantes. En restant dans les configurations inhabituelles, on peut aussi penser à utiliser des espacements non linéaires/homogènes entre les éléments du groupement. Et hop, une inconnue en plus :)

La question que l’on peut se poser naturellement est : quelle est la meilleur méthode à adopter et sur quels paramètres agir préférentiellement. Je n’ai pas de réponse et je n’ai pas la prétention d’en apporter, mais je note qu’une pondération des puissances est certainement préférable à un déphasage inter-éléments. En effet, avec une répartition binomiale (ou gaussienne), les éléments en périphérie vont agir sur les éléments centraux mais ils rayonnerons une moins grande puissance. Ce n’est pas le cas avec une variation de phase et il est plus difficile d’obtenir un diagramme de rayonnement correct. Les meilleurs résultats seront certainement obtenus avec la combinaison des 3 paramètres : puissance, phase et positionnement spatial, mais l’élaboration n’en est que plus complexe, pour un gain final pas tellement supérieur à des configurations plus simples.

Le sujet est complexe et il y aurait de quoi écrire un bookin. Et bien justement, j’ai été faire un petit tour du coté de la littérature et on trouve un grand nombre de livres sur le sujet, et en particulier sur les antennes à réseau de phase. Utilisez les mots clés “antenna phase array” sur Google eBook pour une petite liste. Ahhh, je vais devoir m’en croquer quelques-uns :)

Récemment, l’excellent article “Groupement d’antennes Yagi-Uda, Une approche différente par distribution Binomiale” de F6EVT et F6TEM à éveillé ma curiosité et j’ai ressorti mes vielles modélisations et simulations 4nec2. Cette distribution de puissance suggérée est très intéressante et offre des diagrammes de rayonnement vraiment propres pour une très légère perde de gain en contrepartie (1.5 dB observé dans mon étude).

J’ai adapté mon modèle originellement axé sur le 2.4 GHz vers du 144 MHz, historie de comparer les résultats avec des références existantes et le travail des auteurs. Bon/mauvais, mieux/moins bien, je me garde bien de faire quelque jugement que ce soit, vu que je n’ai aucune expérience du trafic sur ces bandes. Je m’amuse juste à faire quelques calculs, simulations et recherches d’optimisations.

Comme j’utilise un modèle paramétré, l’ensemble des dimensions de l’antenne est définie par quelques variables. Le modèle utilise comme auparavant une formule du type y=a*log(n)+b pour définir l’espacement entre les éléments ainsi que la taille des radians. Voici les deux fichiers paramétrés que j’ai écris (format Nec). Le premier avec un dipôle comme radiateur et le second utilisant dipôle replié :

• yagiPatch144-sansLoop.nec
• yagiPatch144-avecLoop.nec

L’adaptation 144 et les résultats des simulations en images :

Groupement de 5 antennes Yagi-Uda utilisant une distribution binomiale de puissance. Les dimensions des éléments et les espacements sont définis par une formule du type y=a*log(n)+b

Caractérisation de la réponse de l’antenne autour de 144

Diagramme de rayonnement de l’antenne. Les lobes verticaux sont quasi inexistants (intéressant pour le bruit de l’antenne en réception)

Plan horizontal

Et voici de nouvelles images pour la version avec trombone. On notera que la courbe du ROS est nettement plus adoucie autour de la fréquence de résonance (rien de plus normal).

L’autre groupement de 5 antennes Yagi-Uda avec des paramètres un peu différents pour le dipôle replié

Courbe plus adoucie pour cette version avec dipôle replié

Et une simulation pour l’antenne placée à 7.3m du sol (paramétré comme sol de qualité moyenne sous 4nec2)

La distribution binomiale est intéressante et je remarque en passant que des distributions similaires sont obtenues –naturellement– sur certaines antennes de part leurs structures géométriques. Une antenne Quados (cf. YU1AW) est, je trouve, une bonne illustration. La répartition des courants visibles lors d’une simulation met en évidence que la partie centrale est soumise à des courants plus importants que les extrémités. Il est bien entendu possible de configurer géométriquement l’antenne pour obtenir des répartitions homogènes sur tout les quads, mais le diagramme de rayonnement de l’antenne devient alors moins intéressant.

La mode actuelle étant à l’hybride (énergie/voiture), je me suis amusé à construire une antenne hybride quados/yagi dans l’espoir d’obtenir une simplification du système d’alimentation (en évitant ainsi une ribambelle de coupleurs utiles à la répartition des puissances). YU1AW utilise pour ces antennes UHF/SHF (dont Wifi) un plan de masse, ce qui est certainement la configuration idéale. Pour une antenne taillée sur 144, la largeur de ce plan de masse excéderait 2 mètre, ce qui représente une prise au vent folklorique… Voila pourquoi j’ai regardé ce que pouvait donner un réflecteur et directeur de part et d’autre de l’antenne. Ce mélange peut orthodoxe donne tout simplement une QUADOGI :) Ça marche, mais j’ai en contrepartie une complexification du système de fixation. En y réfléchissant un peu, on peut néanmoins la construire assez aisément.

Diagramme de rayonnement et répartition des courants (courants uniquement disponible ici)

Le gain est tout à fait raisonnable, l’ouverture relativement généreuse, plate et les lobes parasites très restreints. C’est certes moins bien qu’avec un plan de masse, mais intéressant tout de même. Je vais encore creuser un peu la problématique et essayer de sortir une petite vue sous Sketchup (Google). En même temps, je ne me fais pas d’idée, si cela ne se fait pas, il doit y avoir une bonne raison !

Sur le papier, c’est pas mal. Maintenant, je vois déjà les chevronnés du 144 m’attendre au tournant :p

J’ai profité de ce petit week-end pour tester une nouvelle antenne en réception. Il s’agit d’un dipôle replié, similaire à une W3HH. Petit adaptateur d’impédance au centre, 45 cm de large et 14.4m d’envergure, 625 ohms théorique au point d’alim et résistance de charge de 680 ohms.

Ce qui m’intéressait, c’était l’aspect apériodique de cette antenne qui ratisse large. Après un 1er essai, ça roule plutôt bien mais je n’ai pas encore de comparatif. Je renonce en revanche à l’utiliser comme antenne d’émission.

La courbe du ROS ressemble vaguement à ce que j’avais pu voir dans les bookins :

Le MiniVNA est ici utilisé pour caractériser la réponse de l’antenne

Pour mon récent Grabber QRSS, j’ai réalisé une nouvelle antenne dipôle alignée sur la plage de fréquence de ces émissions, à savoir : 10.140MHz. Ce billet se propose de détailler l’amélioration du dipôle en présentant les petites réflexions menées. Aussi, je serais preneur de toute critique constructive quant-à cet exercice.

La construction du dipôle en lui même n’a rien de bien sorcier. Concernant la longueur, j’ai coupé la poire en deux en appliquant un coefficient correcteur 0.95 (pour l’effet de capacité terminale) tout en me laissant une petite marge de manœuvre pour l’ajustement précis de la fréquence de résonance. Coté réalisation, ce dipôle ressemble fortement à celui que j’ai déjà réalisé pour la bande des 20m, présenté dans le post “Construction d’un dipôle“.

Pour procéder à un ajustement précis, j’ai encore une fois fait appel à mon analyseur réseau vectoriel “miniVNA” (au passage, ils ont un nouveau site) et voici ce que j’obtiens :

Mesure des caractéristiques du doublet demi-onde pour la bande des 30m

J’ai volontairement laissé toutes les courbes actives, car pour cette antenne, le graphique reste parfaitement lisible et interprétable. On peut ainsi voir que la fréquence de résonance est centrée sur 10.2MHz, un poil au dessus de ce que je souhaitais à la base, mais j’ajouterais par la suite un petit artifice qui aura pour effet d’allonger un peu la longueur de l’antenne et donc de diminuer la fréquence de résonance.

La résistance (Rs) du dipôle se situe au alentour de 85 ohms, ce qui n’est pas très éloigné de la valeur théorique de 73 ohms. Cela s’explique certainement par la distance du sol et les masses environnantes. Pour information, le dipôle est suspendu à un peu plus de 5m du sol (je ne peux pas faire mieux…) et ça colle grosso-modo aux tables que l’on peut consulter dans les livres.

Abaque de Smith pour le doublet demi-onde, plage 8-12 MHz

On notera une très faible composante réactive, ici inductive, égale à 3,97 ohms à la fréquence de résonance. Au final , nous avons une impédance au centre du dipôle de 85,34 ohms .

Afin d’améliorer cette antenne, j’ai décidé d’intégrer un symétriseur et de faire dans le même temps une légère adaptation d’impédance. Une très bonne documentation sur les symétriseurs (balun) est disponible sur le site de F6CRP mais également sur le site de F5ZV. Toujours sur cette même thématique, F5AD à réalisé une page instructive consignant pas mal d’essais et mesures.

Pour mon adaptation, j’ai choisi un balun en tension. Celui-ci est réalisé en tri-filaire bobiné sur tore.Voyons à présent les calculs pour déterminer le type de tore à utiliser et le nombre de spires à bobiner.

L’impédance d’entrée de mon récepteur est de 50 ohms, l’impédance théorique de mon doublet demi-onde est 73 ohms et j’ai en réalité 85 ohms. Je vais commencer par calculer d’inductance de mon transformateur sur tore en suivant le conseil relevé sur la page de F5ZV : “Une règle de base dit que la réactance de la bobine la plus petite d’un transfo à large bande doit être au minimum 4 fois plus grande que l’impédance de la charge à la fréquence d’utilisation la plus faible“.

Le bon sens me dirait donc de prendre au moins 4x 85 ohms, ce qui nous donne :

Comme je vais utiliser un symétriseur en tension tri-filaire, chaque coté (symétrique/asymétrique) va passer dans deux enroulements sur les trois. Par rapport à mon calcul précédent, je dois tenir compte de ce double passage et je vais donc rapporter l’inductance à la moitié de sa valeur, soit 2.66 µH.

Reste à calculer le nombre de tours que cela représente en fonction des tores que je pourrais utiliser. Par chance, je n’en ai pas beaucoup dans ma musette :) Je dispose de tores de marque Amidon, T37-2 (rouge) et T37-6 (jaune) ainsi que de tores Ferrocube que j’avais précédemment repéré et acheté pour leurs bonnes qualités.

Coté Amidon, la documentation me dit que le tore rouge est bien adapté pour la gamme 2-30MHz et que le jaune  répond bien pour la gamme 10-50MHz.

Le troisième tore dont je dispose et un tore ferrite, contrairement aux deux autres qui sont en poudres de fer. Je lui trouve de meilleurs caractéristiques que les précédents. Aussi, comme je ne fais pas d’émission, je n’aurais pas de problème de surchauffe lié à l’utilisation de ferrite. Le constructeur spécifie dans sa documentation que le matériau de type 4C65 (à base de NiZn) est bien adapté pour la fabrication de circuits d’accords HF jusqu’à 20 MHz. Les dimensions sont caractérisés par la référence “TN14/9/5″ qui correspond à un petit tore de 14.5 mm de diamètre. A noter au passage l’excellente documentation du constructeur (consultable ici) sur le calcul et l’utilisation des ferrites.

Voici un résumé des principales caractéristiques des trois tores :

Amidon T37-2 (rouge) :

• Al = 40 µH pour 100 spires
• µi = 10
• gamme : 2-30 MHz

Amidon T37-6 (jaune) :

• Al = 30 µH pour 100 spires
• µi = 8
• gamme : 10-50 MHz

Ferrocube TN14/9/5 – 4C65 (blanc) :

• Al = 55 nH
• µi = 125
• gamme : HF
• isolation : 1500V
• température max : 160°

Les formules pour le calcul du nombre de spires sont les suivantes :

• Amidon :
• Ferrocube :

Ce qui nous donne :

• 26 spires pour le tore Amidon T37-2 :
• 30 spires pour le tore Amidon T37-6 :
• 7 spires pour le tore Ferrocube TN14/9/5 – 4C65 :

Comme je suis un faignant en bobinage, j’ai donc opté pour le petit tore blanc Ferrocube me donnant 7 spires :) Plus sérieusement, les caractéristiques m’avaient l’air vraiment sympa, du moins pour de la réception ou de l’émission QRP. Par ailleurs, je ne suis pas expert en bobinage, mais il me semble qu’il soit préférable que chaque spire touche le tore, ce qui n’est pas gagné avec 3x 30 spires…

Lors de ma réalisation et par rapport à la règle indiquant de prendre au minimum quatre fois l’impédance la plus grande, j’ai choisi de voir un peu plus large et de réaliser mon premier bobinage avec un tri-filaire 8 spires.

Dernier point, j’ai tenté de réaliser une légère adaptation d’impédance. Pour ceci, j’ai augmenté le nombre de spires sur l’un des trois fils. L’expérience montre que cela marche mais je me méfie d’un éventuel biais.

Voici donc la mesure du dipôle avec le balun en son centre :

Mesure des caractéristiques du doublet demi-onde avec un symétriseur & adaptateur d’impédance au centre

Premier constat, la réactance inductive à légèrement augmentée. Rien d’anormal vu que je viens d’ajouter une self au centre. Le ROS à lui légèrement baissé suite à l’ajout d’une spire sur l’un des trois enroulement, mais on est encore loin de la valeur de 50 ohms souhaitée (j’ai commencé doucement). La fréquence d’accord est ici parfaitement alignée avec ce que je voulais obtenir.

La variation de la phase à l’air plus hésitante sur la zone de la fréquence d’accord mais je ne sais de quel phénomène il s’agit.

Pour finir, voici une mesure avec l’antenne dipôle, le balun et plus de 20 mètres de câble coaxial pour aller jusqu’au récepteur :

Mesure similaire à la précédente mais avec 20 mètres de coaxial pour l’acheminement du signal

Ah, tout de suite c’est plus rodéo !

Je note que le coaxial à fait –malgré lui– l’adaptation d’impédance. Au passage la fréquence de résonance est un peu descendue. Mon symétriseur ferait-il mal son travail et aurais-je un petit effet d’antenne de la part de mon coaxial ?

Toujours dans l’idée d’améliorer le système, j’ai modifié mon balun en balun accordé, ou disons plutôt, système d’accord d’antenne avec symétriseur. Pour cette nouvelle configuration, j’ai mis une capacité variable en parallèle sur l’une des paires du transformateur afin d’annuler la réactance. Du coup, j’ai un circuit/filtre passe bande au niveau de l’antenne qui ne récupère que la bande des 30m.

Pour le moment, c’est plus un inconvénient pour moi car je ne pourrais plus, ou du moins je pourrais moins bien me servir de cette antenne comme un collecteur filaire. Mon récepteur étant assez sensible, je choppais l’ensemble des différentes bandes sans trop de difficulté.

Exemple de réalisation de symétriseur tri-filaire sur tore

Voici une mesure que j’ai réalisé sur mon balun monté avec une charge purement résistive de 50 ohms :

Mesure des caractéristiques du tore TN14/9/5 – 4C65 avec 8 spires et une charge résistive de 50 ohms

Le tore analysé ci-dessus est un Ferrocube TN14/9/5 – 4C65 et le nombre de spires tri-filaires est égal à 8.

Première surprise, je pensais obtenir un return loss beaucoup plus important et le ROS ne descend pas en dessous de 1.3. Pour des conditions idéales avec une résistance pure de 50 ohms, je pensais avoir mieux. Pourtant le tore choisi a de très bonnes caractéristiques. C’est un comportement typique ou je me serais encore gaufré quelque part ? :) J’ai bien noté une réactance inductive non négligeable mais elle ne suffit pas à expliquer un ROS aussi élevé. Lorsque je refais les calculs, je ne tombe pas sur les mêmes résultats que le miniVNA… Assurément quelque chose m’échappe.

Pour finir, voici ce que j’obtiens en ajoutant un condensateur variable :

Mesure similaire à la précédente mais avec une capacité supplémentaire pour réaliser un circuit accordé

J’arrive pratiquement à annuler la réactance mais mon condensateur est limité à 77 pF et il m’en aurait fallu un peu plus pour arriver à la résonance parfaite. Je referais prochainement des tests avec une capacité ajoutée en parallèle.

Cependant, on peut déjà noter de très bons résultats. A la fréquence d’accord, le ROS tombe pratiquement à 1.

Pour ce montage, la capacité théorique pour annuler la réactance serait de :

La question que je me pose est de savoir si ce montage est souhaitable ou pas. Il apporte certainement une bonne immunité aux signaux puissants situés hors de la plage d’accord mais en même temps, il me prive d’une écoute d’autres bandes. Il peut-être facile aussi de se tromper et de croire que l’antenne est correctement accordée alors que ce n’est que le circuit d’accord qui laisse cette impression. J’imagine par ailleurs que ce système d’accord ne convient pas à des antennes plus complexes multi-bandes (à trappes).

Encore une fois, toute remarque ou critique sur ces réflexions est la bienvenue.

Ayant ajusté au mieux de mes capacités mon antenne Zepp, je me suis demandé ce qu’elle valait en comparaison des antennes dont certains radioamateurs chevronnés disposent. La comparaison est en elle même délicate, car bien souvent, la situation géographique n’est pas la même, les comparaisons ne peuvent se faire dans le même temps, et si elles sont réalisables simultanément, les récepteurs peuvent être différents. (Note : N’ayant pas de licence, je ne prends en considération que l’aspect réception. Bien qu’une antenne soit en théorie réversible en réception et en émission, ma pratique des antennes cadres m’invite à penser que ce n’est pas toujours applicable, si l’on prends en compte la notion du rendement.)

Je n’ai donc pas cherché à faire de comparaison stricte/scientifique et j’ai utilisé ce que j’avais sous la main. Heureusement pour moi, Internet me permet d’avoir la bras long :) Aussi, j’ai utilisé WebSDR (le récepteur numérique en ligne de Pieter-Tjerk, PA3FWM) pour réaliser quelques comparaisons d’aspect.

J’avais déjà fais un post dans ce genre il y a quelques temps, avec un titre un peu racoleur : “WebSDR -vs- SoftRock“. Les conclusions étaient bien entendu que l’on ne pouvait pas comparer ces deux systèmes (ne serait-ce qu’à cause des antennes et des situations géographiques différentes). Cette fois-ci, je me sert me WebSDR afin de vérifier que ma nouvelle antenne accordée donne des résultats décents. Merci au passage à Pieter-Tjerk pour me/nous prêter gracieusement son récepteur et son antenne.

Mais assez parlé, voici quelques captures d’écrans, avec des petits ajustements de fenêtre qui permettent de disposer de vues alignées. Ah, une dernière chose, mon antenne est accordée sur la bande des 40m. PA3FWM dispose d’une antenne similaire (end-fed wire) alignée sur 80m. WebSDR utilise une palette de couleurs violacée (placé en dessous) et j’utilise avec Spectrum Lab tantôt une palette jaune, tantôt une palette bleu azur à la Rocky (placé au dessus).

Bande des 40m, partie basse (la capture d’écran format PNG ici)

Bande des 40m, partie basse (la capture d’écran format PNG ici)

Bande des 80m partielle (la capture d’écran format PNG ici)

Bande des 40m, partie haute (la capture d’écran format PNG ici)

Bande des 40m, partie haute (la capture d’écran format PNG ici)

Conclusion : Des petites différences qui peuvent se résumer assez facilement. Certaines émissions sont mieux reçues tantôt d’un coté, tantôt de l’autre, ce qui est normal étant donné que la situation géographique n’est pas la même. Je suis donc plutôt satisfait de mon antenne (et me mon récepteur) qui donne des résultats corrects.

Si WebSDR est un outil sympa pour écouter les bandes amateur, c’est aussi un outil précieux de contrôle, que ce soit en réception ou en émission.

Pour terminer, WebSDR s’est agrandi et compte à présent plus de 11 récepteurs à travers le monde. Certes, tous ne permettent pas de recevoir 7 bandes à la fois, mais écouter les bandes à différents points du globe est intéressant. Si vous ne connaissez pas, ça se passe par ici : WebSDR

PS : Pensez à vérifier votre ampli HF avec WebSDR pour regarder s’il ne pave pas un peu, ou si votre manip’ ne fait pas des clacs affreux ;p

Alors que je faisais quelques calculs pour l’étage final d’amplification de mon nouveau récepteur SDR, je me suis demandé de quel gain j’avais effectivement besoin. Jusqu’à présent, je me suis essentiellement basé sur les travaux effectués sur le SoftRock, sans remettre en question les valeurs utilisées. Comme je l’ai déjà mentionné dans plusieurs posts, le travail réalisé pour ce récepteur est remarquable et la plage de réception est bien optimisée (l’ajout d’un pré-ampli d’antenne n’apporte rien hormis un peu de bruit…). Je n’ai donc qu’a me féliciter d’utiliser ces valeurs :p mais faire les calculs par soit même, c’est tout de même plus intéressant.

Alors me voilà à brancher mon antenne Zepp directement sur l’entrée de mon oscillo / analyseur de spectre pour relever les niveaux des signaux qui arrivent et vérifier globalement le signal en entrée. Et là, surprise !

Capture d’écran de l’oscilloscope avec une vue persistante fausses couleurs – Antenne Zepplin

Je reçois avec ma configuration actuelle (mon antenne Zepp avec adaptateur d’impédance) des signaux jusqu’à +/- 1 volt ! Je ne pensais vraiment pas avoir une telle tension, et je m’attendais plus à des millivolts. Mais bon, c’est logique, je ramasse tout les signaux qui traînent, et en les cumulant tous, ça fait des volts… Le filtrage en entrée, ce n’était pas une blague alors ?  hihi ^^

Le SoftRock utilise une amplification comprise, selon les modèles, entre 100 et 500 (étage final, après le mixer). Bien entendu, je me vois mal appliquer une telle amplification sur un étage primaire en considérant une entrée de l’ordre du volt… Mais bien entendu ce n’est pas le propos puisque l’amplification est appliquée au niveau de l’étage final, après la descente en fréquence par le mixer. Si je m’accroche au principe du mixer en quadrature (détecteur de Tyaloe) et en décidant de ne pas mettre de filtrage d’entrée, cela devrait tout de même fonctionner. En effet, les basses fréquences (VLF) seront grosso modo rejetées à la fréquence de l’oscillateur du mixer, donc en HF (ex: 7, 10 ou 14 MHz)  pour être filtrées par un filtre passe bas axé sur 100kHz. Les fréquences plus hautes que la fréquence de l’oscillateur sont elles aussi filtrées par le passe bas. En théorie, ça marche bien sans filtre, et ma petite expérience détaillée dans ce post montre que effectivement, cela marche plutôt bien en pratique. Ceci dit, je garde en tête que mon filtrage est du 1er ordre, et donc que des signaux puissants peuvent persister et gêner la réception. Un petit condo à l’entrée comme filtre passe haut ne serait donc pas de trop :o)

Voici à présent le spectre reçu à la sortie de l’antenne Zepp :

Spectre analysé à sortie de mon antenne Zepp (0 – 31,25 MHz)

Les pics bien haut, ce sont les radio commerciales. Au tout début du spectre, on voit effectivement des signaux (toujours les radio commerciales) qui demanderaient à être calmé un petit peu. Voici un zoom sur les 200 premiers kilos.

Spectre analysé à sortie de mon antenne Zepp (0 – 200kHz)

On reconnaît les stations Françaises “France Inter” et “Europe 1″ à 162 et 183 kHz.

Pour terminer, j’ai également mesuré le niveau d’entrée de mon antenne cadre “MagLoop” :

Capture d’écran de l’oscilloscope avec une vue persistante fausses couleurs – Antenne cadre magnétique (MagLoop)

Ici, on est bien dans les millivolts et cela n’a plus grand chose à voir avec le premier graphique pour l’antenne Zepp. C’est on ne peut plus normal, car l’antenne cadre est en elle même un circuit passe bande. Tout ce qui est en dehors de la fréquence d’accord passe donc à la trappe.

Le week-end dernier, je me suis décidé à ajuster correctement mon antenne Zepp. Elle était déjà centrée sur la bande des 40m, mais l’impédance de l’antenne était loin des 50 ohms désirés. J’ai donc pris soin de placer mon miniVNA au plus proche de l’antenne et j’ai fais des tests pour ajuster le transformateur d’impédance que je venais de rajouter. C’est toujours assez long ce genre de manip’, car à chaque nouvel essais, je suis obligé de poser l’antenne qui se ballade à plus de 5 mètres du sol. Si je n’avais pas utilisé de contrepoids, j’aurais pu souder mes bricolages au niveau de la fenêtre (notez au passage que c’est n’est plus une vraie Zepp :)

Après quelques soudures et un peu de patience, voici le résultat sur l’analyseur vectoriel :

Vue globale de la réponse de l’antenne pour 0-30MHz

Zoom sur la bande des 40m

Bon, 1.24 de ROS sans tricher, c’est plutôt pas mal :)

J’ai un poil bidouillé mon antenne Zepp ce week-end en lui adjoignant une self pour augmenter (virtuellement) un poil sa longueur. J’étais en effet un petit peu au dessus des 7Mhz souhaité pour la bande des 40m. Comme c’est une Zepp et que je l’attaque avec du coax 50 ohms et non une ligne bifilaire taillée pour ajuster l’impédance, j’ai collé un petit transformateur torique pour arriver à l’impédance souhaitée.

Hé voila la courbe que j’obtiens avec mon miniVNA (correctement calibré):

Courbe de réponse –imaginaire– de mon antenne Zepp

Chercher l’erreur !!! :)

Ah j’aimerais bien avoir une antenne avec cette réponse réelle :) En bidouillant encore un peu mon transformateur, je suis parvenu à faire descendre la section 5-30Mhz en dessous de 1.8 (ROS). Bon aller, j’arrête mes âneries et je repart sur un montage un peu moins bancal.